全文框架
1.栅极驱动部分
常用的mos管驱动 电路 结构如图1所示，驱动信号通过图腾柱放大，通过驱动 电阻 Rg驱动mos管。LK是驱动电路的感抗，通常包括mos管引脚的感抗， PCB走线 的感抗等。在许多应用程序中，用于放大驱动信号的图腾柱本身也包装在特殊的驱动芯片中。本文要回答的问题是如何合理设计相应的驱动电路(如驱动电阻值的计算、驱动芯片的计算等。 选型 等等）。
注1：图中的RPD是mos管栅源极的下拉电阻，其功能是为mos管栅极积累的电荷提供泄漏电路，一般值为10k~几十k。由于电阻值较大，对于mos管 开关 瞬态工作状态基本没有影响，所以在后面分析MOS开关瞬态时，都忽略了RPD的影响。
注2：Cgd，Cgs，cds是mos管的三个寄生管 电容 ，这三个电容器的影响在考虑MOS管开关瞬态时非常重要。
1.1 驱动电阻的下限值
驱动电阻下限值的计算原理是：驱动电阻必须在驱动电路中提供足够的阻尼，以阻尼mos开启瞬时驱动 电流 的震荡。
当MOS打开时，VCC通过驱动电阻给CGS充电，如图2所示(忽略RPD的影响)。根据图2，可以在S域中写出回路对应的方程:
Ig可以根据公式(1)找出，并将其转化为典型的二阶系统形式
二阶系统的阻尼比可以根据类型(2)来解释:
为了保证驱动电流ig不受冲击，系统的阻尼比必须大于1，可以根据(3)来解决:
(4)给出了驱动电阻Rg的下限值，Cgs为mos管gs的寄生电容，其值可在mos管对应的datashet中找到。LK是驱动电路的感抗，通常包括mos管引脚的感抗， PCB 其精确值往往难以确定，但数量级一般在几十nH左右。因此，在实际设计中，RG的下限值一般是根据公式（4）计算的，然后通过实际实验，以驱动电流不震荡为临界条件，得出RG的下限值。
图2 开启mos时驱动电流
1.2 驱动电阻的上限值
驱动电阻上限值的计算原理是防止mos管在关闭时产生大的dv/dt，使mos管再次误开。
当MOS管关闭时，DS之间的电压从0升高到VDS（off），所以有很大的dV/dt，根据公式：i=CdV/dt，如图3所示，DV/dt将在Cgd上产生较大的电流igd。
图3 当mos关闭时，对应电流
电流igd通过驱动电阻RG，并在mos管GS之间引入另一个电压。当电压高于mos管的阈值电压VTh时，mos管将被误打开。为防止mos管误打开，应满足：
(6)给出了驱动电阻RG的上限，Cgd为mos管GD的寄生电容，Vth为mos管的门槛电压，可在相应的datasheet中找到，dV/dt可以根据电路实际工作时mos的DS电压和mos管关闭时DS电压的上升时间（通常可以在datashet中找到）获得。
从以上分析可以看出，在mos管关闭时，为了防止误开，应尽量减少关闭时驱动电路的速度 阻抗 。基于这一理念，以下是两种常用的改进电路，可以有效避免关闭时mos的误开。
图4 改进电路1
图4给出的改进电路1是在驱动电阻上反并联的 二极管 ，当mos关闭时，关闭电流会流经二极管Doff，因此mos管GS的电压是二极管的导通压降，一般为0.7V，门槛电压远低于mos(一般为2.5V以上)，有效避免了mos的误开。
图5 改进电路2
图5给出的改进电路2是在驱动电路上添加一个开启二极管Don和关闭 三级管Qoff。当mos关闭时，Qoff打开，关闭电流会流过 三极管 Qoff，这样，mos管gs的电压就被钳位到地电平附近，从而有效避免了mos的误开。
1.3 选择驱动电阻值
根据1.1节和1.2节的分析，可以得到mos管驱动电阻的上下限值。一般来说，mos管驱动电阻的值范围在5~100欧姆之间，那么如何进一步优化这个范围内电阻值的选择呢？这应该从损失的角度来考虑。驱动电阻值越大，mos管的开启和关闭时间越长（如图6所示），开关时间内电压和电流的重叠时间越长，开关损失越大（如图7所示）。因此，在保证驱动电阻能够提供足够的阻尼，防止驱动电流冲击的前提下，驱动电阻越小越好。
图6 mos开关时间随驱动电阻的变化而变化
例如，驱动电阻的下限为5欧姆，上限为100欧姆。考虑到一定的金额，将驱动电阻取为10欧姆是合适的，而从损失的角度来看，将驱动电阻取得过大（如50欧姆以上）肯定是不合适的。
1.4 驱动芯片的选择
对于驱动芯片，选择主要考虑以下技术参数：驱动电流、功耗、传输延迟时间等，隔离驱动还应考虑原副边缘隔离电压、瞬态共模抑制等（common mode transient immunity），下面分别介绍一下。
最大电流
开启mos管时，根据图2，mos开启时的驱动电流ig为(忽略LK的影响)
其中ΔVgs是驱动电压的振幅，所以在选择驱动芯片时，最重要的是驱动芯片可以提供的最大电流应该超过公式（7）获得的电流，即驱动芯片应该有足够的“驱动能力”。
功耗
驱动功率计算表示如下：
Qg是栅极充电电荷，可在datasheet中找到，ΔVgs是驱动电压的振幅，fs是mos的开关频率。在实际选择驱动芯片时，应选择驱动芯片所能提供的功率大于公式（8）计算的功率。同时，还应考虑环境温度的影响，因为大多数驱动芯片所能提供的功率随着环境温度的升高而降低，如图8所示。
图8 随着环温的升高，驱动驱动允许的损耗功率降低
传输延迟（Propagation Delay）
所谓传输延迟，即驱动芯片的输出上下沿比输入信号延迟一段时间，相应的波形如图9所示。对于传输延迟，我们通常希望有两点：1）传输延迟应尽可能短。2）“开放”传输延迟和“关闭”传输延迟的一致性应尽可能好。
图9 驱动芯片输入输出传输延迟
以下是第二点。如果开关传输延迟不一致，会有什么影响？我们使用它 IG 驱动， 光耦 以M57962为例，给出其传输延迟数据，如图10所示。
图10 传输延迟数据M57962
从图10可以看出，M57962的开启传输延迟一般为1us，最大为1.5。us；关闭传输延迟一般为1us，最大为1.5us。开关延迟的一致性很差，对死区时间影响很大。假设输入M57962的驱动死区设置为1.5us。那么实际到IGGE级驱动死区的最大时间是2us(下管开启延迟1.5us， 上管关闭延迟1us)，最小只有1us(下管开启延迟1us， 上管关断延迟1.5us）。实际到达IG的GE级死区时间不一致。因此，在设计死区时间时，应充分考虑驱动芯片本身传输延迟的不一致性，以避免死区
由于时间过小，桥臂直通。
原副边绝缘电压
对于隔离驱动（光耦合隔离、磁耦合隔离）。需要考虑原副边缘的绝缘电压，在一般项目中给出绝缘电压
相关要求。如无相关要求，绝缘电压一般为mos电压定额的两倍以上。
2.外围 保护电路
R7功能：防静电影响MOS，管道DG，GS之间分别有结电容， DS之间的电压会给电容充电，这样G极积累的静电电压就会升高，直到MOS管导通，电压高的时候管道就会损坏。 同时为结电容提供泄漏通道，可加快MOS开关速度。电阻值一般在几千左右。
R6和D3功能：当MOS关闭时，电路快速释放栅极结电容的电荷，栅极电位快速下降，从而加快MOS开关速度。此外，在高频时， MOSFET 输入阻抗会降低，在一定频率范围内会变成负阻，会发生振荡，可以减少振荡。R6电阻值一般较小，从几欧元到几十欧元不等。
C11、R8和D5功能：MOS有分布 电感 ，关闭时会有反峰值电压。RC部分用于吸收尖波，为反峰提供了一个释放电路。D5是为了防止高压击穿mos。经过实验，波形在去除电路后波动很大。
3.减少振铃的方法
三种方法：
3.1 PCB设计
降低VCC、GND和MOS之间的距离
效果：
3.2 格栅极/自举电阻
两电阻示意图如下：
设计的特点是增加开启时间，但不影响关闭时间。增加电阻可以减少铃声振动，但会增加损耗，不会改变铃声振动频率，因为它只是用来吸收能量。
以下是振铃幅度和能量损失示意图：
效果：
3.3添加开关阻尼RCC
示意图
可以根据RC的选择 示波器 计算上测振铃频率：
减少振铃的效果：
3.4 加入共源极电感
该方法的缺点是电感值难以调节，损耗大。
4.部分常见波形
在线工作区域，损失巨大，可能是布线太长，电感太大
严重的高频振铃
由于驱动芯片驱动能力差，或者栅极驱动电阻过大，上升和下降沿较慢
方波有振铃，边缘陡峭，开关速度快，损耗小，可以稍微增加栅极电阻
测量 由于自举电容小，提供的电荷不足，上管驱动无法保证GD之间的电压
完美波形
5.缓冲电路类型
关于缓冲电路
基本拓扑电路一般不吸收缓冲电路，实际电路一般有吸收缓冲电路，吸收缓冲是工程需要，而不是拓扑需要。
吸收和缓冲的作用：
●防止设备损坏，吸收防止电压击穿，缓冲防止电流击穿
●使功率设备远离危险工作区，从而提高可靠性
●减少(开关)设备损耗，或在一定程度上实现关软开关
●降低di/dt和dv/dt，减少振铃，提高EMI质量
●降低di/dt和dv/dt，减少振铃，提高EMI质量
也就是说，防止设备损坏只是吸收和缓冲的效果之一，其他效果也很有价值。
吸收
对电压尖峰的吸收。
电压尖峰的原因 ：
●电压尖峰是由电感续流引起的。
●导致电压尖峰的电感可能是： 变压器 漏感、线路分布电感、设备等效模型中的感性成分等。
●导致电压尖峰的电流可能是：拓扑电流、二极管反向恢复电流、谐振电流不当等。
降低电压尖峰的主要措施是：
●减少可能导致电压尖峰的电感，如漏感、布线电感等
●减少可能导致电压尖峰的电流，如二极管反向恢复电流
●若可能，将上述电感能量转移到其他地方。
●采取上述措施后，电压尖峰仍不可接受，最终考虑吸收。吸收是最后的技术措施
拓扑吸收
将开关管Q1、拓扑续流二极管D1和无损拓扑电容C2在布线上形成尽可能短的吸收回路。
拓扑吸收的特点：
●同时将Q1、最大限度地减少D1的电压尖峰和振铃。
●无损吸收是拓扑吸收，效率高。
●吸收电容C2可在大范围内取值。
●拓扑吸收是硬开关，因为拓扑是硬开关。
二极管反向恢复吸收
开关器件体二极管的反向恢复特性起着关闭电压上升的作用，具有降低电压峰值的吸收作用。
RC吸收
●阻尼吸收是RC吸收的本质。
●有人认为R 是限流，C是吸收。实际情况恰恰相反。
●电阻R 最重要的作用是产生阻尼，吸收电压峰值的谐振能量，这是一种功率装置。
●电容C的作用不是电压吸收，而是为R阻尼提供能量通道。
●在谐振电路上，RC吸收并联，C提供谐振能量通道，C 吸收程度由大小决定，最终目的是使R形成功率吸收。
●对应于特定的吸收环境和特定大小的电容C，有最合适大小的电阻R，形成最大的阻尼，获得最低的电压峰值。
●RC吸收是一种无方向吸收，因此RC吸收可用于单向电路或双向或对称电路的吸收。
RC吸收设计
●RC吸收设计方法的难点在于，吸收与漏感、绕组结构、分布式电感电容、设备等效电感电容、电流、电压、功率等级等多种因素有关di/dt、dv/dt、频率、二极管反向恢复特性等。而且有些因素很难获得准确的设计参数。
●例如，即使其他情况完全相同，使用不同二极管型号所需的RC吸收参数也可能存在很大差距。很难推断出一个通用的计算公式。
●R 损耗功率可大致按以下估算：
Ps = FCU2
U是吸收电路拓扑反射电压。
●在工程中，初步参数应通过计算或模拟获得，最终设计参数必须根据实际布线在板上进行调试。
RCD吸收
特点
●RCD吸收不是阻尼吸收，而是非线性开关D吸收 将电压尖峰控制在任何需要的水平，直接破坏形成电压尖峰的谐振条件。
●C 它的大小决定了吸收效果(电压尖峰)和吸收功率(即R的热功率)。
●R 的作用只是把吸收能量以热的形式消耗掉。其电阻的最小值应该满足开关管的电流限制，最大值应该满足PWM逆程RC放电周期需要，在此范围内取值对吸收效果影响甚微。
●RCD吸收会在被保护的开关器件上实现某种程度的软关断，这是因为关断瞬间开关器件上的电压即吸收电容C上的电压等于0，关断动作会在C 上形成一个充电过程，延缓电压恢复，降低dv/dt，实现软关断。
不适应性
●RCD吸收一般不适合反激拓扑的吸收，这是因为RCD吸收可能与反激拓扑相冲突。
●RCD吸收一般不适合对二极管反压尖峰的吸收，因为RCD吸收动作有可能加剧二极管反向恢复电流。
钳位吸收
RCD 钳位
●尽管RCD钳位与RCD吸收电路可以完全相同，但元件参数和工况完全不同。RCD吸收RC时间常数远小于PWM周期，而RCD钳位的RC时间常数远大于PWM周期。
●与RCD吸收电容的全充全放工况不同，RCD钳位的电容可以看成是电压源，其RC充放电幅度的谷值应不小于拓扑反射电压，峰值即钳位电压。
●由于RCD钳位在PWM电压的上升沿和下降沿都不会动作，只在电压尖峰出现时动作，因此RCD钳位是高效率的吸收。
齐纳钳位
●齐纳钳位的几种形式。
●齐纳钳位也是在电压尖峰才起作用，也是高效率吸收。
●某些场合，齐纳钳位需要考虑齐纳二极管的反向恢复特性对电路的影响。
●齐纳吸收需注意吸收功率匹配，必要时可用有源功率器件组成大功率等效电路
无损吸收
无损吸收的条件
●吸收网络不得使用电阻。
●不得形成LD电流回路。
●吸收回路不得成为拓扑电流路径。
●吸收能量必须转移到输入侧或者输出侧。
●尽量减少吸收回路二极管反向恢复电流的影响。
无损吸收是强力吸收，不仅能够吸收电压尖峰，甚至能够吸收拓扑反射电压
缓冲
缓冲是对冲击尖峰电流而言
●引起电流尖峰第一种情况是二极管（包括体二极管）反向恢复电流。
●引起电流尖峰第二种情况是对电容的充放电电流。这些电容可能是：电路分布电容、变压器绕组等效分布电容、设计不恰当的吸收电容、设计不恰当的谐振电容、器件的等效模型中的电容成分等等。
缓冲的基本方法：
●在冲击电流尖峰的路径上串入某种类型的电感，可以是以下类型：
缓冲的特性：
●由于缓冲电感的串入会显著增加吸收的工作量，因此缓冲电路一般需要与吸收电路配合使用。
●缓冲电路延缓了导通电流冲击，可实现某种程度的软开通（ZIS）。
●变压器漏感也可以充当缓冲电感。
LD 缓冲
特点：
●可不需要吸收电路配合。
●缓冲释能二极管与拓扑续流二极管电流应力相当甚至更大。
●缓冲释能二极管的损耗可以简单理解为开关管减少的损耗。
●适当的缓冲电感（L3）参数可以大幅度减少开关管损耗，实现高效率。
LR 缓冲
特点：
●需要吸收电路配合以转移电感剩余能量。
●缓冲释能电阻R的损耗较大，可简单理解为是从开关管转移出来的损耗。
●R、L参数必须实现最佳配合，参数设计调试比较难以掌握。
●只要参数适当仍然能够实现高效率。
饱和电感缓冲
●饱和电感的电气性能表现为对di/dt敏感。
●在一个冲击电流的上升沿，开始呈现较大的阻抗，随着电流的升高逐渐进入饱和，从而延缓和削弱了冲击电流尖峰，即实现软开通。
●在电流达到一定程度后，饱和电感因为饱和而呈现很低的阻抗，这有利于高效率地传输功率。
●在电流关断时，电感逐渐退出饱和状态，一方面，由于之前的饱和状态的饱和电感量非常小，即储能和需要的释能较小。另一方面，退出时电感量的恢复可以减缓电压的上升速度，有利于实现软关断。
●以Ls2为例，5u表示磁路截面积5mm2，大致相当于1颗PC40材质442的小 磁芯
饱和电感特性
●热特性
饱和电感是功率器件，通过进入和退出饱和过程的磁滞损耗（而不是涡流损耗或者铜损）吸收电流尖峰能量，主要热功率来自于磁芯。
这一方面要求磁芯应该是高频材料，另一方面要求磁芯温度在任何情况下不得超过居里温度。这意味着饱和电感的磁芯应该具有最有利的散热特性和结构，即：更高的居里温度、更高的导热系数、更大的散热面积、更短的热传导路径。
●饱和特性
显然饱和电感一般不必考虑使用气隙或者不易饱和的低导磁率材料。
●初始电感等效特性
在其他条件相同情况下，较低导磁率的磁芯配合较多匝数、与较高导磁率的磁芯配合较少匝数的饱和电感初始电感相当，缓冲效果大致相当。
这意味着直接采用1 匝的穿心电感总是可能的，因为任何多匝的电感总可以找到更高导磁率的磁芯配合1 匝等效之。这还意味着磁芯最高导磁率受到限制，如果一个适合的磁芯配合1 匝的饱和电感，将没有使用更高导磁率的磁芯配合更少匝数的可能。
●磁芯体积等效特性
在其他条件相同情况下，相同体积的磁芯的饱和电感缓冲效果大致相当。既然如此，磁芯可以按照最有利于散热的磁路进行设计。比如细长的管状磁芯比环状磁芯、多个小磁芯比集中一个大磁芯、穿心电感比多匝电感显然具有更大的散热表面积。
●组合特性
有时候，单一材质的磁芯并不能达到工程上需要的缓冲效果，采用多种材质的磁芯相互配合或许才能能够满足工程需要。
无源无损缓冲吸收
●如果缓冲电感本身是无损的（非饱和电感），而其电感储能又是经过无损吸收的方式处理的，即构成无源无损缓冲吸收电路，实际上这也是无源软开关电路。
●缓冲电感的存在延迟和削弱的开通冲击电流，实现了一定程度的软开通。
●无损吸收电路的存在延迟和降低了关断电压的dv/dt，实现了一定程度的软关断。
●实现无源软开关的条件与无损吸收大致相同。并不是所有拓扑都能够搭建出一个无源软开关电路。因此除了经典的电路外，很多无源软开关电路都是被专利的热门。
●无源无损软开关电路效率明显高于其他缓冲吸收方式，与有源软开关电路效率相差无几。因此只要能够实现无源软开关的电路，可不必采用有源软开关。
滤波缓冲
●电路中的电解电容一般具有较大的ESR（典型值是百毫欧姆数量级），这引起两方面问题：一是滤波效果大打折扣；二是纹波电流在ESR上产生较大损耗，这不仅降低效率，而且由于电解电容发热直接导致的可靠性和寿命问题。
●一般方法是在电解电容上并联高频无损电容，而事实上，这一方法并不能使上述问题获得根本的改变，这是由于高频无损电容在 开关电源 常用频率范围内仍然存在较大的阻抗的缘故。
●提出的办法是：用电感将电解和CBB分开，CBB位于高频纹波电流侧，电解位于直流（工频）侧，各自承担对应的滤波任务。
●设计原则：Π形滤波网络的谐振频率Fn应该错开PWM频率Fp。可取Fp=（1.5～２）Fn 。
●这一设计思想可以延伸到直流母线滤波的双向缓冲，或者其他有较大滤波 应力的电路结构。
振铃
振铃的危害：
●MEI 在振铃频率容易超标。
●振铃将引起振铃回路的损耗，造成器件发热和降低效率。
●振铃电压幅度超过临界值将引起振铃电流，破环电路正常工况，效率大幅度降低。
振铃的成因：
●振铃多半是由结电容和某个等效电感的谐振产生的。对于一个特定频率的振铃，总可以找到原因。电容和电感可以确定一个频率，而频率可以观察获得。电容多半是某个器件的结电容，电感则可能是漏感。
●振铃最容易在无损（无电阻的）回路发生。比如：副边二极管结电容与副边漏感的谐振、杂散电感与器件结电容的谐振、吸收回路电感与器件结电容的谐振等等。
振铃的抑制：
● 磁珠 吸收，只要磁珠在振铃频率表现为电阻，即可大幅度吸收振铃能量，但是不恰当的磁珠也可能增加振铃。
●RC 吸收，其中C可与振铃（结）电容大致相当，R 按RC吸收原则选取。
●改变谐振频率，比如：只要将振铃频率降低到PWM频率相近，即可消除PWM上的振铃。
●特别地，输入输出滤波回路设计不当也可能产生谐振，也需要调整谐振频率或者其他措施予以规避。
吸收缓冲能量再利用：
RCD吸收能量回收电路
●只要将吸收电路的正程和逆程回路分开，形成相对0 电位的正负电流通道，就能够获得正负电压输出。其设计要点为：
●RCD吸收电路参数应主要满足主电路吸收需要，不建议采用增加吸收功率的方式增加直流输出功率。？输出电流由L1、R1控制。逆程回路的阻抗同样应满足吸收回路逆程时间的需要，调整L1、R1的大小可控制输出功率大小，当R1减少到0 时，该电路达到最大可能输出电流和最大输出功率。
●输出电压基本上可由齐纳门槛电压任意设定，需注意齐纳二极管的功率匹配。
RCD钳位能量回收电路
●下图为12V1KW副边全波整流原3.5WRC 吸收能量用RCD钳位吸收回收为3W24V风扇电源的电路。？RCD钳位吸收回收电路输出电压与钳位电压有关，可控制范围有限。？如果回收电源负载不能确定，需要确保在任意负载状态下吸收状态不变，不影响主电路。？注意回收电路的接地，避免成为共模干扰源。？调整R1，严格控制吸收程度，确保钳位工况。
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